Супервизор питания что это

Супервизоры питания и их применение

В статье описаны микросхемы для микропроцессорных устройств — супервизоры (детекторы) напряжений, которые служат для четкого и точного определения момента снижения питающих напряжений до заданного уровня. Показано, что будучи простыми трехвыводными устройствами, эти микросхемы имеют довольно большие функциональные возможности, которые позволяют применять их и в других интересных и полезных устройствах — источниках электропитания, зарядных устройствах для аккумуляторов, импульсных устройствах и т. д. Описаны результаты исследования микросхем супервизоров и даны рекомендации по их применению.
МИКРОСХЕМА МС34064
Роль точного контроля напряжений питания непрерывно возрастает. Массовое применение устройств с батарейным (в частности аккумуляторным) питанием сделало непрерывный контроль напряжения питания обязательным для многих устройств» например, калькуляторов, карманных компьютеров, МРЗ-плееров, электронных часов и т. д. Разрядка аккумуляторов ниже определенного уровня губительно сказывается на сроке их работы, также как и перезарядка. Кроме того, многие электронные приборы, даже при сетевом питании, чувствительны к изменению напряжения источника. В первую очередь это относится к таким устройствам, как микропроцессоры, аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи, модули памяти и т. д.
Известно огромное число устройств контроля напряжения питания — от банального стрелочного вольтметра до сложных интеллектуальных блоков зарядки аккумуляторов. Нередко точность контроля и температурная стабильность порогов у многих таких устройств оказывалась явно низкой, а их повышение вело к неоправданному усложнению узлов контроля и увеличению потребляемой ими мощности. Учитывая эту ситуацию» ряд крупных фирм микроэлектронной промышленности приступил к серийному производству специальных микросхем супервизоров напряжения.

Одной из наиболее распространенных микросхем супервизоров напряжения является МС34064/33064, разработанная фирмой Motorola [1). Она выпускается также фирмами LinFinity Microelectronics, On Semiconductor и др. Микросхема (рис. 1) содержит высокоточный температурно-ком-пенсированный источник опорного напряжения, делитель напряжения R1R2, прецизионный гистерезисный компаратор ГИК с нагрузочным резистором R3 и выходной ключевой транзистор VT с диодом VD.
В микросхеме 21 транзистор и она выпускается во всех наиболее распространенных корпусах для транзисторов и микросхем малой степени интеграции, например в транзисторном корпусе Т0226АА и в корпусах вось-мивыводных микросхем 751 (SO-8) и 846А (Micro-8).
Основной задачей при разработке новых микросхем было их предельно простое применение по основному назначению (контроль за падением напряжения ниже заданного уровня) и наличие только трех выводов. Это несколько сужает возможные области применения таких массовых микросхем и требует внимательного изучения всех особенностей их работы, что и составляет цель данной статьи.

Прежде всего рассмотрим функциональную схему супервизора (рис. 1, а) более подробно. Ясно, что порог срабатывания задается напряжением опорного источника U_ref = 1,2 В и делителем напряжения R1R2. В технической документации задаются пороги срабатывания и гистерезис, они приведены в табл. 1.

Параметр	Мин.	Тип.	Макс.
Верхний порог, В	4,5	4,61	4,7
Нижний порог. В	4,5	4,59	4,7
Гистерезис, В	0,01	0,02	0,05

Гистерезис необходим для исключения срабатывания компаратора от случайных быстрых изменений напряжения питания и шумов. Из-за существенной нелинейности входящих в супервизор элементов корректная работа устройства обеспечивается вблизи области срабатывания и далеко за ее пределами — примерно 1. 9 В, хотя допустимый диапазон входных напряжений шире — 1. 10В. Максимальная рассеиваемая мощность 520.. .650 мВт в зависимости от корпуса. Максимальный втекающий в выход ток — 100 мА, диапазон рабочих температур 0. +70°С для микросхем обычного применения и -40. +85 °С для микросхем в промышленном исполнении.
Статические характеристики
В руководстве по микросхеме МС34064/33064 [1] приведено детальное описание статических характеристик микросхем. Рассмотрим основные их них. Главной является передаточная характеристика, показанная на рис. 2.
/>
Она описывает зависимость выходного напряжения от входного. Нетрудно заметить, что эта характеристика куда сложнее, чем это можно было бы предположить из идеализированного описания микросхемы. Лишь в средней части (в области входных напряжений примерно 1. 9В она соответствует описанию типовой роли прибора.
В области малых напряжений (менее 0,5 В), когда источник опорного напряжения перестает работать, передаточная характеристика имеет характерный выброс с линейным участком, на котором выходное напряжение равно входному, но уже при напряжении 0,5 В выходное напряжение падает практически до нуля и остается таким до увеличения входного напряжения до основного порога около 4,6 В. Далее, вплоть до напряжения чуть больше 9 В, выходное напряжение после скачка снова становится практически равным входному. А при входном напряжении более 9,2 В выходное напряжение скачком уменьшается практически до нуля. Причина подобного поведения не поясняется, но это означает, что микросхема может использоваться для двухпорогового контроля. Неясно и то, является ли точное значение 2 для отношения напряжений порогов преднамеренным или случайным обстоятельством.
Исследования показывают, что в малой области главного порога (напряжение около 4,6 В) передаточная характеристика имеет гистерезис, как показано на рис. 3.

При снятии характеристик в статическом режиме ширина петли гистерезиса составляет 20 мВ. Наличие гистерезиса исключает дребезг при переключении, как при нарастании, так и уменьшении контролируемого напряжения, а малая величина гистерезиса делает двойственность порога (при увеличении и уменьшении напряжения) практически незаметной.
/>

Высокая стабильность порога — отличительное качество микросхем данной серии. На рис. 4 представлены температурные изменения верхнего и нижнего порогов в диапазоне температуры окружающей среды ТА = -40.. .+85 °С, разность порогов уменьшается при понижении температуры.
/>

Интересный вид имеют зависимости входного тока от входного напряжения, представленные на рис. 5 для трех значений температуры окружающей среды, в целом они носят почти линейный характер с небольшим отклонением от линейности в области малых значений, однако в области порогов (4,6 и 9,2 В) эти зависимости имеют характерные падающие и нестабильные участки, обусловленные регенеративным переключением устройства. В определенных условиях это может порождать паразитные или полезные релаксационные колебания с частотой 1 МГц и выше.
/>

Когда транзистор VT микросхемы открыт, выходное напряжение определяется начальным участком воль-тамперной характеристики насыщенного транзистора. На рис. 6 показана зависимость выходного напряжения от втекающего выходного тока для разных значений температуры окружающей среды Т_А.
Максимальное значение выходного тока (до выхода из насыщения) при нормальных условиях составляет около 25 мА> что достаточно для яркого свечения светодиодного индикатора или включения маломощного реле.

Для оценки свойств микросхем полезно также знать вольтамперную характеристику диода VD, она показана на рис. 7. Из нее видно» что диод выдерживает ток до 70 мА при прямом падении напряжения на нем 1,6 В.
Статические характеристики супервизоров питания неплохо описывают их применение при медленно изменяющихся входных напряжениях, что характерно для многих стандартных применений таких микросхем. Из них следует, что по основному назначению их можно использовать при высокостабильном пороге около 4,6 В. Использование второго порога 9,2 В в технической документации не оговаривается, но, как показала практика, вполне возможно (максимальное напряжение питания с запасом взято равным 10 В).

ТИПОВЫЕ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ СУПЕРВИЗОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ

Узлы порогового контроля со светодиодными индикаторами являются самыми простыми. Устройство (рис. 8, а), приведенное в описании микросхемы, обеспечивает свечение светодиода при падении напряжения источника питания ниже основного порога 4,6 В.
При увеличении питающего напряжения свыше 9,2 В свечения прекращается. Если узел выполнен так, как показано на рис. 13, б, обеспечивается четкая индикация превышения напряжением питания значения 4,6 В, а также и контроль за спадом напряжения ниже 9,2 В. Порог можно увеличивать, включая вход через диод или подключая его к источнику питания через низкоомный (единицы кОм) делитель. К сожалению, способов понизить напряжение порога у данных микросхем нет.
/>
Будучи высокочувствительными регенеративными устройствами состабильным порогом срабатывания, супервизоры могут применяться в огромном количестве пороговых схем, например, в качестве триггеров Шмитта, устройств контроля сигналов с фоторезисторов, фотодиодов и фототранзисторов, пороговых устройств контроля температуры с резисторны-ми и диодными датчиками температуры и т. д. Принципы построения таких устройств вполне очевидны.

На рис 9 показан основной способ включения микросхемы супервизора питающего напряжения для создания сигнала сброса микропроцессорного устройства.
Резистор R_H позволяет изменять петлю гистерезиса (ранее приводились данные для R_H = 0), что дает возможность в широких пределах менять условия сброса микропроцессора. Обычно гистерезис позволяет создавать зону нечувствительности, предотвращающую сброс микропроцессорных устройств при небольших случайных скачках напряжения питания.

Супервизоры напряжения питания могут использоваться в зарядных устройствах для контроля уровня зарядки аккумуляторных батарей. Примером может служить схема устройства, показанная на рис. 10.

/>
Устройство служит для контроля зарядки аккумуляторной батареи GB1 от солнечной батареи BL1. Пока уровень напряжения GB1 ниже основного порога, напряжение на выходе микросхемы супервизора равно нулю и внешний транзистор закрыт. Ток от солнечной батареи через диод заряжает GB1. Но если напряжение на GB1 начинает превышать заданный порог, сигнал на выходе супервизора увеличивается и внешний транзистор открывается, замыкая на себя ток элементов солнечной батареи. Перезарядка GB1 предотвращается и можно эксплуатировать аккумуляторную батарею без присмотра.

ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА НА МИКРОСХЕМАХ СУПЕРВИЗОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ

Супервизоры также могут применяться при построении разнообразных импульсных устройств. Ниже описаны некоторые из них, рекомендуемые производителями микросхем импульсных устройств.
Типичным применением супервизора является возбудитель мощного полевого транзистора. Мощные полевые транзисторы крайне нежелательно запускать импульсами с пологими участками нарастания и спада, например треугольными [2]. В этом случае транзисторы длительное время находятся в состоянии, когда одновременно ток стока и напряжение на стоке велики, что ведет к резкому увеличению мгновенной рассеиваемой мощности, перегреву транзисторов и снижению к. п. д. ключевых устройств. На рис. 11 показана схема узла запуска, исключающего из входного напряжения область, где возможна перегрузка мощного полевого транзистора по мгновенной мощности рассеивания. Варианты умощнения вы-хода микросхемы рассмотрены в [3].
/>
Малая инерционность срабатывания микросхемы супервизора не всегда является достоинством. Даже при создании сигнала сброса микропроцессора (применения микросхемы по прямому назначению) желательно создать задержку сигнала сброса, чтобы сброс не происходил при очень коротких перепадах напряжения питания. Для этого следует использовать дополнительный конденсатор C_DLY который создает экспоненциальное нарастание сигнала сброса.
Время задержки вычисляется выражением, приведенным в правом нижнем углу типовой схемы сброса микропроцессора (рис. 12).

Микросхема супервизора напряжения может использоваться для формирования из входного сигнала задержанного перепада напряжения или задержанного прямоугольного импульса. Схема формирователя показана на рис. 13, его основой является интегрирующая КС-цепь на входе, которая формирует экспоненциальные фронты и спады на входе микросхемы.
/>
Если предельное напряжение экспоненциального перепада на входе меньше второго порога составляет 9,2 В, выходной перепад формируется с задержкой в момент, когда экспоненциально растущее напряжение достигает уровня основного порога 4,6 В. Осциллограммы входного и выходного напряжения узла (рис. 13) для такого случая показаны на рис 14. Однако если предельное напряжение экспоненциального перепада на входе микросхемы супервизора превышает второй порог 9,2 В, будет формироваться уже не выходной перепад, а выходной прямоугольный импульс. Это связано с тем, при достижении экспоненциальным напряжением значения второго порога транзистор микросхемы снова открывается и напряжение на выходе становится близким к нулю. Осциллограммы входного и выходного напряжения для последнего случая показаны на рис. 15.

/>Длительность задержки выходного перепада составляет:
/>
где U_H — напряжение основного порога 4.6 В. Эта же формула при U_H = 9,2 В определяет задержку второго (отрицательного) перепада выходного напряжения» а разность задержек — длительность выходного прямоугольного импульса.
Используя микросхему супервизора, можно построить и импульсный генератор (мультивибратор). Простейший вариант на основе использования второго порога работает не очень стабильно и дает жесткое самовозбуждение. Для того, чтобы срабатывал основной порог, узел приходится дополнять транзисторным инвертором, как показано на рис 16. Он обеспечивает зарядку и разрядку конденсатора С через резистор R. При достижении верхнего входного напряжения петли гистерезиса транзистор включается и конденсатор разряжается до нижнего порога. Затем транзистор выключается, и конденсатор начинает заряжаться до верхнего входного напряжения петли гистерезиса и т. д.
/>

Осциллограммы напряжения на конденсаторе С и коллекторе внешнего транзистора показаны на рис. 17.
Поскольку разность порогов мала, напряжение на конденсаторе имеет участки почти линейного нарастания и спада. Импульсы напряжения на коллекторе внешнего транзистора близки к прямоугольным (рис 17). Из-за малой разности порогов и малой допустимой неличины R частота колебаний генератора довольно велика и составляет около 300 кГц при R = 7,5 кОм.

Еще один вариант применения супервизора напряжения показан на рис 18. Это маломощный импульсный стабилизатор (преобразователь) напряжения 11,5. 14,5 В в стабильное постоянное напряжение 5 В при токе 50 мА с максимальным изменением 35 мВ. При напряжении питания 12,6 В и изменении тока нагрузки 0.. .50 мА нестабильность выходного напряжения не превышает 12 мВ. Пульсации напряжения на выходе не более 60 мВ (полный размах), а КПД — 77 %. Любопытно отметить, что это довольно высокое значение коэффициента полезного действия, поскольку в маломощных стабилизаторах получить его намного труднее, чем в мощных, из-за значительной мощности, расходуемой на питание вспомогательных устройств.
Работа устройства основана на импульсном управлении биполярным транзистором МР5\У51А,включенным по схеме ключевого понижающего стабилизатора релаксационного типа. Импульсы с коллектора транзистора фильтруются LC-фильтром, и его выходное напряжение используется как входное для микросхемы супервизора. Делитель на его входе повышает порог до уровня 5 В, которое с учетом пульсаций определяет выходное напряжение преобразователя.
/>
За рубежом супервизоры питания выпускаются почти всеми полупроводниковыми фирмами, например [4, 5]. Относительно давно существует отечественная серия микросхем К1171СП2хх [6], начат выпуск серии микросхем К1274хх [7], функциональная схема показана на рис 19. Источник опорного напряжения изображен в виде стабилитрона.
Обозначение «хх» указывает на типовое напряжение порога срабатывания— 29 при пороге 2,83. 2,97 В, 33 при 3,23. 3,37 В и т. д. до 45 при 4,43. 4,57 В. Выпуск ряда модификаций микросхем с разными порогами упрощает их выбор. Максимальное допустимое рабочее напряжение увеличено до 15 В. В остальном микросхемы аналогичны описанным МС34064, в том числе и по принципам схемного применения.

Автор: Владимир Дьяконов, г. Смоленск ЛИТЕРАТУРА: 1. МС34064, МС33064. Undervoltage Sensing Circuit. Motorola, 1пс.У 1996. 2. В. П. Дьяконов, А. А. Максимчук, А. М. Ремнев, В. Ю. Смердов. Энциклопедия устройств на полевых транзисторах. Под общей редакцией проф. В. П. Дьяконова. — М: СОЛОН-Р, 2002. 3. С. Алексеев. Триггеры Шмита без источника питания. — Схемотехника, 2002, Л«? 12, с. 24. 4. KIA7019AP/AF/AT- KIA7045AP/ AF/AT. Bipolar Linear Integrated Circuit KEC, 2002. 5. M. Потапчук. Супервизоры серии MCPIOx фирмы Microchip. — Схемотехника, 2006, № 1, с. 10, 11. 6. Микросхемы для линейных источников питания и их применение. —М; Додэка, 1998. 7. А. Нефедов. Новые микросхемы для источников питания. — М.: Ремонт и сервис, 2006, .№ 5, с. 61, 62.

Супервизоры питания

Cамым эффективным и дешевым способом контроля над напряжением питания при разработке микропроцессорных систем является использование внешней микросхемы супервизора питания. Она позволяет не только поддерживать контроллер в состоянии сброса перед его пуском (функция POR — power on reset), но и контролировать уровень и стабильность питания во время выполнения программы (функция BOR — brown out reset), выполнять функции сторожевого таймера (WDT), а также реализовывать другие сервисные функции, такие, как внешний сброс. Компания Microchip Technology Inc., ведущий мировой производитель 8-ми и 16-битных контроллеров, предлагает широкий диапазон супервизоров и детекторов напряжения.

Зачем нужен супервизор?

Супервизоры питания микроконтроллеров используются в различных приложениях, но две основные задачи, которые они позволяют решать — следующие:

1. Удержание контроллера в состоянии сброса до тех пор, пока напряжение питания не достигнет заданного значения и не стабилизируется (POR).

2. Сброс контроллера при снижении напряжения питания ниже критического уровня или при внезапном провале напряжения (BOR).

Несмотря на то, что большинство современных микроконтроллеров уже имеют в своем составе встроенные модули POR и BOR, применение внешних супервизоров оправданно по следующим соображениям:

1. Ограниченное число контрольных точек для сброса микроконтроллера при использовании внутренних функций, по сравнению с супервизором.

2. Ток потребления внешнего супервизора в сотни раз меньше по сравнению с потреблением при подключении внутренней функции BOR и POR, что связано в первую очередь с технологией производства микроконтроллеров и аналоговых микросхем.

Таблица 1. Характеристики сброса

Устройство	Варианты точек на сброс, В	Ток потребления, мкА (мин/макс)
PIC16F87xA	4,00	-/200
PIC18F1320	2,72; 4,22; 4,54	19/45
MCP121	1,90; 2,32; 2,63; 2,93; 3,08; 4,38; 4,63	-/1,75
MCP111	1,90; 2,32; 2,63; 2,90; 2,93; 3,08; 4,38; 4,63;	-/1,75

В таблице 1 приводится сравнение двух контроллеров PIC производства Microchip Technology Inc. и супервизоров MCP121 и MCP111 по количеству пороговых значений напряжения и току потребления, подтверждающее эти положения:

Помимо описанных функций, супервизоры могут использоваться в качестве сторожевого таймера (WDT) для контроля выполнения времени программы, а также для организации так называемого «оконного» режима. В последнем случае используется два супервизора: один непосредственно для сброса контроллера, а второй — для выявления факта снижения напряжения, чтобы иметь возможность корректно сохранить данные в промежуток времени перед перезагрузкой процессора.

Далее рассмотрены примеры реализации всех указанных функций.

Функция POR

В спецификации на большинство микроконтроллеров указываются параметры, характеризующие, в частности, режим нарастания питания. Неравномерность в нарастании напряжения, несоответствие реальной скорости нарастания и скорости, указанной в спецификации на контроллер, может привести к сбоям в работе контроллера или некорректному запуску.

Как уже упоминалось выше, супервизоры питания позволяют решить подобные проблемы путем удержания микроконтроллера в состоянии сброса до тех пор, пока напряжение питания не достигнет заданного уровня и не стабилизируется. Как только питание стабилизируется, контроллер запускается и начинает выполнение своей программы (рис. 1).

Рис. 1. Удержание контроллера в состоянии «Сброс» при нарастании напряжения питания

Обычно период сброса для различных супервизоров варьируется в диапазоне от 150 до 500 мс. Детекторы напряжения, позволяющие контролировать уровень напряжения питания, отличаются от супервизоров отсутствием задержки импульса сброса.

Функция BOR

Под понятием «Brown out» или потерей напряжения питания (рис. 2) подразумевают различные случаи колебания, «провисания» или превышения напряжением безопасного порогового уровня.

Рис. 2. Сброс контроллера при снижении напряжения питания ниже заданного уровня

Такие колебания, вызванные различными причинами, могут привести к некорректной работе контроллера, сохранению неверных данных в памяти и, как следствие, неправильному функционированию системы в целом.

К сожалению, не всегда на этапе проектирования и разработки системы предусматриваются подобные случаи потери напряжения, и проблемы обнаруживаются уже потом, когда изделие уже готово и запущенно в массовое производство.

Постепенное снижение напряжения

Помимо колебаний и резких провалов напряжения, типичным является постепенное медленное снижение питания (рис. 3). Речь в первую очередь идет о батарейных приложениях, где такая ситуация возможна при разряде батареи.

Рис. 3. Постепенное снижение напряжения питания

Подобные ситуации могут, в частности, приводить к тому, что собьется счетчик команд, и программа начнет работать неправильно.

Если в системе используется внешняя энергонезависимая память EEPROM, которая работает при напряжениях питания от 1,2 В, то возможна ситуация, когда микроконтроллер будет работать неправильно и запишет случайные данные в EEPROM, что может быть обнаружено (или нет) при последующей перезагрузке.

Как подобрать супервизор?

Для реализации функций POR/BOD необходимо обратить внимание на следующие основные факторы:

1. Напряжение сброса (большинство супервизоров имеют ряд фиксированных напряжений срабатывания для поддержки 5 В и 3 В систем);

2. Тип выхода (с открытым стоком, с внутренним подтягивающим резистором или комплементарный);

3. Полярность импульса сброса (низкий/высокий уровень).

В таблице 2 приводятся типичные номиналы напряжений на сброс. Выбор номинала напряжения определяется в первую очередь напряжением питания контроллера и диапазоном напряжения питания элементов всей цепи.

Таблица 2. Типичные номиналы напряжений на сброс супервизоров

Минимальное значение, В	Типичное значение на сброс, В	Максимальное значение, В
2,55	2,625	2,7
2,85	2,925	3,0
3,0	3,075	3,15
4,25	4,375	4,50
4,35	4,475	4,60
4,50	4,625	4,75
4,60	4,725	4,85

К примеру, для контроллера с питанием 5 В ±10%, работающем в диапазоне 4,5…5,5 В, выбор супервизора с минимальной и максимальной точками сброса 4,5 В и 4,75 В соответственно гарантирует сброс микроконтроллера до достижения нижнего порога работы процессора.

Выбор полярности импульса сброса супервизора определяется активным уровнем на входе сброса контроллера. К примеру, у супервизоров MCP100/120/130 активный уровень сброса низкий, а у MCP101 — высокий.

Помимо перечисленных свойств, супервизоры характеризуются такими параметрами как:

• величина задержки импульса сброса (у детекторов напряжения задержки нет);
• ток потребления;
• наличие входа сторожевого таймера;
• наличие входа для подключения внешнего сброса (MR).

Ниже идет описание отличительных особенностей супервизоров и детекторов напряжения компании Microchip Technology Inc.

Микропотребление

Mircochip Technology Inc. производит ряд супервизоров питания, рекомендуемых для применения в портативных и батарейных приложениях (см. табл. 3). Их отличительной особенностью является сверхнизкий ток потребления — единицы и доли микроампер.

Таблица 3. Микропотребляющие супервизоры

Тип	Vcc диап. раб. напря- жения, В	Диапа- зон темпе- ратур, °С	Вариан- ты напря- жений для сброса	Уро- вень сигна- ла сбро- са	Выход	Типо- вая мин. дли- тель- ность сигна- ла сбро- са, мсек	Типо- вой пот- реб-ляе- мый ток, мкА	Допол- нитель- ные осо- бен-ности	Корпуса
MCP102	1,0…5,5	-40…125	1,9; 2,32; 2.63; 2,93; 3,08; 4,38; 4,63	Низкий	CMOS Push-Pull	120	1	—	3pin SOT-23B, SC-70, TO-92
MCP103	1,0…5,5	-40…125	1,9; 2,32; 2,63; 2,93; 3,08; 4,38; 4,63	Низкий	CMOS Push-Pull	120	1	Цоко-левка как у MAX809	3pin SOT-23B, SC-70, TO-92
MCP121	1,0…5,5	-40…125	1,9; 2,32; 2,63; 2,93; 3,08; 4,38; 4,63	Низкий	Open Drain	120	1	—	3pin SOT-23B, SC-70, TO-92
MCP131	1,0…5,5	-40…125	1,9; 2,32; 2,63; 2,93; 3,08; 4,38; 4,63	Низкий	Open Drain + внутр 100 кОм резистор на Vcc	120	1	—	3pin SOT-23B, SC-70, TO-92

Это дает возможность интегрировать супервизоры Microchip в системы, критичные к току потребления, экономя мощность с одной стороны, и повышая надежность системы — с другой.

Супервизоры со входом сторожевого таймера

Microchip производит супервизоры с функцией сторожевого таймера WDT (рис. 4), позволяющие контролировать, помимо напряжения питания, время выполнения программы микроконтроллера (см. табл. 4).

Рис. 4. Использование супервизора в качестве сторожевого таймера

Таблица 4. Супервизоры Microchip со встроенной функцией WDT

Тип	Vcc диапазон рабочих напряже- ний, В	Уровень сигнала сброса	Типовая мин. длитель- ность сигнала сброса, мсек	Типовой потреб- ляемый ток, мкА	Дополни- тельные особенности	Корпуса
MCP1316	1,0…5,5	Низкий	200	5	WDT, MR	5/SOT23
MCP1316M	1,0…5,5	Низкий	200	5	WDT, MR	5/SOT23
MCP1317	1,0…5,5	Высокий	200	5	WDT, MR	5/SOT23
MCP1318	1,0…5,5	Низкий	200	5	WDT	5/SOT23
MCP1318M	1,0…5,5	Низкий	200	5	WDT	5/SOT23
MCP1320	1,0…5,5	Низкий	200	5	WDT, MR	5/SOT23
MCP1321	1,0…5,5	Низкий	200	5	WDT	5/SOT23
TC1232	45…5,5	Низкий/ Высокий	610	50	WDT	8SOIC, 16SOIC, 8PDIP
TC32M	4,5…5,5	Низкий	700	50	WDT	3SOT23, 3TO92

Если заданное гарантированное время выполнения программы оказывается больше программируемого тайм-аута сторожевого таймера (Twd), на выходе супервизора /RST устанавливается низкий уровень, и микроконтроллер сбрасывается.

Супервизоры со входом для подключения кнопки сброса

В некоторых портативных приложениях требуется иметь кнопку ручного сброса. Microchip предлагает ряд супервизоров со входом для непосредственного подключения кнопки сброса микроконтроллера (/MR) без дополнительного проектирования внешних цепей (рис. 5). Время Trst, указываемое в документации на супервизоры, определяет продолжительность импульса сброса микроконтроллера.

Рис. 5. Ручной сброс микроконтроллера с использованием супервизора

Супервизоры со входом для подключения кнопки сброса отмечены в таблице 4 аббревиатурой MR в колонке «Дополнительные особенности».

Использование супервизоров для организации «оконного» режима

В некоторых случаях перед сбросом контроллера при снижении напряжения питания необходимо предварительно корректно сохранить все промежуточные данные и программный контекст. Для того, чтобы за время снижения напряжения питания с уровня V1 до критического уровня сброса V2 контроллер успел соответствующим образом обработать это событие и сохранить необходимые данные в энергонезависимой EEPROM- или Flash-памяти, в системе ставят два супервизора. Один — для выявления факта снижения напряжения и индикации контроллеру, а второй — непосредственно для сброса контроллера при достижении критического уровня значения напряжения питания (рис. 6). Такой прием позволяет повысить надежность системы за счет контроля над напряжением питания микроконтроллера, а также за счет своевременного оповещения о снижении напряжения до критического уровня.

Рис. 6. Использование супервизоров для организации «оконного» режима контроля над напряжением

Детекторы напряжения

Детекторы напряжения, как уже упоминалось выше, отличаются от супервизоров отсутствием задержки на выходе сброса RST.

Microchip производит ряд детекторов в миниатюрных корпусах 3/SOT-23, 3/SOT-89, 3/TO-92, отличающихся сверхнизким собственным потреблениемпотреблением (см. табл.5).

Таблица 5. Детекторы напряжения Microchip

Тип	Vcc диапазон рабочих напряжений	Варианты напряжений для сброса	Уровень сигнала сброса	Выход	Типовой потреб- ляемый ток, мкА	Корпуса
MCP111	1,0…5,5	1,9; 2,32; 2,63; 2,93; 3,08; 4,38; 4,63	Низкий	Open drain	1	SOT-23, SOT89,SC-70, TO-92
MCP112	1,0…5,5	1,9; 2,32; 2,63; 2,93; 3,08; 4,38; 4,63	Низкий	CMOS Push-Pull	1	SOT-23, SOT89,SC-70, TO-92, 8PDIP
TC51	0,7…10	2,2; 2,7; 3,0	Низкий	Open drain	1	3/SOT-23A
TC52	1,5…10	4,5/2,7; 3,0/2,7	Низкий	Open drain	2	5/SOT-23
TC53	1,5…10	2,9; 2,7; 2,2	Низкий	CMOS push-pull, Open drain	1	5/SOT-23
TC54	0,7…10	4,3; 4,2; 3,0; 2,9; 2,7; 2,1; 1,4	Низкий	CMOS push-pull, Open drain	1	3/SOT-23A 3/SOT-89 3/TO-92 5/SOT-23

Заключение

Отметим, что основными параметрами супервизоров, на которые следует обратить внимание при его выборе, являются:

1) пороговое напряжение;
2) тип выхода;
3) полярность напряжения сброса;
4) величина импульса сброса;
5) собственное потребление;
6) температурный диапазон.

Компания Microchip Technology Inc. производит микропотребляющие недорогие супервизоры в миниатюрных корпусах, с различными номиналами напряжений на сброс, типами выхода и величиной импульса сброс.

Информация об аналоговой и интерфейсной продукции Microchip, в том числе детекторам и супервизорам напряжения: последние версии документации, примеры применения, программное обеспечение для разработки и отладки, необходимая техническая литература — всегда доступна на сайте Microchip Technology Inc. по прямой ссылке: www.miсrochip.com/analog.

По вопросам получения технической информации,
заказа образцов и поставки обращайтесь в компанию КОМПЭЛ.
E-mail: analog.vesti@compel.ru

Новые приборы Microchip для интеллектуальных датчиков

Компания Microchip Technology Inc. анонсировала выпуск семейства цифровых контроллеров сигналов (Digital Signal Controller, DSC), получившего обозначение dsPIC33FJ12GP. Новинки особенно хорошо подходят для применения в умных датчиках, поскольку они, во-первых, являются самыми маленькими DSC в мире, во-вторых, имеют низкое энергопотребление, и, в-третьих, недороги.

Разработчики встраиваемых систем часто вынуждены разносить датчики и процессоры, поскольку габариты компонентов не позволяют расположить все необходимое в одном месте без увеличения размеров датчиков или перекомпоновки изделия. Это, в свою очередь, может отрицательно повлиять на производительность и помехозащищенность системы. В случае dsPIC33FJ12GP разработчики получают возможность разместить сигнальный процессор вплотную к датчику, устранив источник помех и разгрузив центральный процессор. Так выглядит концепция Smart Sensor.

Размеры 18- и 28-контактных корпусов, выбранных для приборов семейства, — всего лишь 6 x 6 мм. В то же время производительность на уровне 40 MIPS открывает перед dsPIC33FJ12GP широкое поле применений.

В состав dsPIC33FJ12GP входят встроенные аналогово-цифровые преобразователи (до 10 каналов, разрядность — 10 или 12 бит), способные выполнять до 1,1 миллиона преобразований в секунду и позволяющие задействовать избыточную дискретизацию для улучшения отношения сигнал/шум. Возможности dsPIC33FJ12GP позволяют также выполнить цифровую фильтрацию — более эффективную и не требующую внешних компонентов, в отличие от аналоговых фильтров. Контроллеры оснащены 12 Кб флэш-памяти, 1 Кб оперативной памяти, интерфейсными блоками UART, SPI и I 2 C. При решении некоторых задач приборы dsPIC33FJ12GP могут играть роль единственного процессора в системе.

Супервизор питания. Функция POR. Функция BOR. Постепенное снижение напряжения. Типичные номиналы напряжений на сброс супервизоров

Супервизоры питания микроконтроллеров используются в различных приложениях, но две основные задачи, которые они позволяют решать – следующие: 1. Удержание контроллера в состоянии сброса до тех пор, пока напряжение питания не достигнет заданного значения и не стабилизируется (POR). 2. Сброс контроллера при снижении напряжения питания ниже критического уровня или при внезапном провале напряжения (BOR). Несмотря на то, что большинство современных микроконтроллеров уже имеют в своем составе встроенные модули POR и BOR, применение внешних супервизоров оправданно по следующим соображениям: 1. Ограниченное число контрольных точек для сброса микроконтроллера при использовании внутренних функций, по сравнению с супервизором; 2. Ток потребления внешнего супервизора в сотни раз меньше по сравнению с потреблением при подключении внутренней функции BOR и POR, что связано в первую очередь с технологией производства микроконтроллеров и аналоговых микросхем.

Постепенное снижение напряжения

Типичные номиналы напряжений на сброс супервизоров

Типичное значение на сброс, В

Минимальное значение, В

Максимальное значение, В

2,7 3,0 3,15 4,50 4,60 4,75 4,85

2,55 2,85 3,0 4,25 4,35 4,50 4,60

2,625 2,925 3,075 4,375 4,475 4,625 4,725

Помимо перечисленных свойств, супервизоры характеризуются такими параметрами как: — величина задержки импульса сброса (у детекторов напряжения задержки нет); — ток потребления; — наличие входа сторожевого таймера; — наличие входа для подключения внешнего сброса (MR).

Супервизоры со входом сторожевого таймера

Супервизоры со входом для подключения кнопки сброса

Использование супервизоров для организации «оконного» режима

• Детекторы напряжения отличаются от супервизоров отсутствием задержки на выходе сброса RST.
• Microchip производит ряд детекторов в миниатюрных корпусах 3/SOT-23, 3/SOT-89, 3/TO-92, отличающихся сверхнизким собственным потреблением

Тип выходной цепи супервизора

• Применение внешнего супервизора питания в микропроцессорных системах определяется двумя факторами: малое энергопотребление (менее 1мкА) и большее количество напряжений на сброс по сравнению со встроенными в микроконтроллер модулями POR/
• Основными параметрами супервизоров, на которые следует обратить внимание при выборе супервизора питания являются:
• 1) пороговое напряжение;
• 2) тип выхода;
• 3) полярность напряжения сброса;
• 4) величина импульса сброса;
• 5) собственное потребление;
• 6) температурный диапазон.

Как подобрать супервизор?

• Для реализации функций POR/BOD необходимо обратить внимание на следующие основные факторы:
• 1. Напряжение сброса (большинство супервизоров имеют ряд фиксированных напряжений срабатывания для поддержки 5 В и 3 В систем);
• 2. Тип выхода (с открытым стоком, с внутренним подтягивающим резистором или комплементарный);
• 3. Полярность импульса сброса (низкий/высокий уровень).

• Analog Device
• Dallas Semiconductors
• Electronic Technology
• Maxim
• Microchip
• Telcom
• Texas Instruments

• Выработка сигнала RST при включении питания
• Выработка сигнала RST при снижении напряжения питания
• Наличие выходов сигнала RST одной или обеих полярностей
• Наличие входа для внешней кнопки сброса
• Наличие компаратора раннего предупреждения о снижении напряжения
• Возможность задания порогового напряжения выработки сигнала RST (резисторный делитель)
• Программирование длительности сигнала RST (конденсатор)

Функции SV (продолжение)

• Программирование периода срабатывания WDT
• Наличие схемы подключения резервного питания
• Контроль заряженности резервного источника питания
• Подзарядка резервного источника питания
• Звуковая индикация снижения напряжения питания
• Выработка сигнала запрета CS запоминающих устройств при понижении напряжения
• Контроль дополнительных напряжений питания (+12В, -12В и т.д.)
• Формирование сигналов прерывания при снижении питания
• Выработка отдельного сигнала WDT или объединение его с сигналом RST

Три группы микросхем SV

1 группа микросхем SV

Первая группа микросхем

DS 1819, TPS3824, TPS3825

VCC – вход напряжения питания WDI – вход перезапуска WDT RST – выход сигнала сброса MR – вход для сигнала перезапуска WDI от микроконтроллера

2 группа микросхем SV

Вторая группа микросхем SV

ADM707, DS1707, ETC707, MAX707, SP707, ADM708, TLC770

VCC – вход напряжения питания WDI – вход перезапуска WDT RST – выход сигнала сброса MR – вход для сигнала перезапуска WDI от микроконтроллера PFI – вход для анализа дополнительного источника питания PFO – выход прерывания, свидетельствующий о снижении напряжения по входу PFI RIN – LOWL – выход прерывания по снижению напряжения

Функциональная схема супервизора питания 3 группы

Третья группа микросхем SV

VCC – вход напряжения питания WDI – вход перезапуска WDT RST – выход сигнала сброса MR – вход для сигнала перезапуска WDI от микроконтроллера PFI – вход для анализа дополнительного источника питания PFO – выход прерывания, свидетельствующий о снижении напряжения по входу PFI RIN – LOWL – выход прерывания по снижению напряжения WDI – вх. перезапуска WDT TD – вх. программирования периода WDT TOL — вх. программирования допуска SV (4,5V/4,75V) SENS- доп. вход контроля питания REF — Ct – HYST –при контроле входа SENSE можно ввести задержку 5 мкс CTL – выбор канала контроля (GND- основное питание, VCC- вход SENSE)

Схемотехника: Типовая схема Супервизора питания (детектор пониженного напряжения). Методика расчёта [2015.03.24]

Полезна ли эта статья? Однако, меня заворожила красота математических выкладок и пришедших идей. Поэтому захотел её опредметить…

(Примечание: картинки в статье кликабельны и ведут на увеличенное изображение.)

Вступление

Определение: Супервизор — это микросхема детектор пониженного напряжения, для защиты схемы/устройства от некачественного питания (по англ. «Undervoltage Protection», «Undervoltage Sensing Circuit», «Supply Voltage Supervisor» и т.п.)

1. Некоторые схемы основаны на классической конфигурации, когда эталонный Источник Опорного Напряжения (ИОН) подключается Анодом к Земле и подпирает один из входов Компаратора — это, ИМХО, более естественно и привычно.
   Обычно, в такой схеме, ИОН подпирает инверсный вход (-), тогда при снижении напряжения питания ниже Порога — выход компаратора переключается в состояние «лог.0», что значит: «ошибка» или «нет питания»… (см. схему «Рис.2»)
2. Но как ни странно, большинство Супервизоров общего назначения реализованы на перевёрнутой конфигурации: когда ИОН подключается как-то хитро… Катодом к шине Питания… Запутанная схема — вызвала желание разобраться… (см. схему «Рис.1»)

Таким образом, в этой статье представлен разбор принципа работы двух схем. Методика расчёта обвязки компаратора, для обоих схем. И мои рекомендации, какая из двух схем лучше.

1. Типовая схема Супервизора «Рис.1»

По этой схеме выполнены микросхемы Супервизоров: KIA70xx Series; PST529 Series; отечественные серии К1171СП2хх, К1274хх. То есть, здесь, большинство простейших универсальных трехвыводных супервизоров питания общего назначения.

Рис.1 — Типовая схема Супервизора:

Пояснение работы схемы

На компаратор поступает два напряжения, формируемые:
(1) каскадом со стабилитроном = Vcc — dUстаб. (фиксированная аддитивная добавка)
(2) резистивным делителем = Vcc * R2/(R1+R2) (пропорциональная часть)

Изначально: (1)>(2), компаратор выдаёт «лог.0» на выходе.

При уменьшении Vcc, пропорциональная часть (2) от Vcc — уменьшается медленнее, чем целое Vcc (1)… В конце концов, потенциал (1) нагонит и сравняется с (2).

Смещение dUстаб. не влияет на скорость схождения — это лишь небольшая фора для (1), чтобы успеть нагнать напряжение (2), которое стартует при изначально более «выгодных» условиях Хотя, скорость снижения напряжения (1) быстрее. Однако, если бы не было смещения dUстаб., то (1) никогда бы не догнал (2), но они бы лишь сравнялись только в точке =0V.

Практически, процессы можно проиллюстрировать графиком «Рис.3», который облегчает настройку параметров системы и делает вещи более очевидными.
Точка равенства напряжений (1)=(2): Uпорог-dUстаб. = Uпорог*R2/(R1+R2)

Рис.3 — Точка переключения компаратора:

Примечание: Для универсальности, далее в расчётах и по тексту, будем обозначать смещение и Стабилитрона, и ИОНа одинаково: dUстаб. (номинал стабилитрона) = Uref (номинал ИОН). По сути, это одно и тоже, тождественно.

Расчёт схемы

Пусть, требуется Uпорог=3.2V

Номинал стабилитрона: Uref=3/4*Uпорог=2.4V (меньше не бывает, и в рекомендуемый диапазон попадает)
Стабилитрон BZV55-B/C2V4 имеет ток утечки Irmax=50uA.
Следовательно, в него надо загонять ток на порядок больше >500uA.
Следовательно, номинал токоограничивающего резистора должен быть менее R3 < (Uпорог-Uref)/500uA=1600R, т.е. R3=1.5k

Компаратор должен иметь «Выход с открытым коллектором»…
В модели использован Идеальный компаратор (для безглючности симуляции и чётких графиков), но входные каскады рассчитаем, для примера, на реальные компараторы общего назначения:

LMx39 (4шт. Компаратора, Питание single +2..36V, или dual +-1..18V)
у него, средний входной ток: «Input Bias Current Max.» = 250nA
плюс, для верности, дифференциал между входами: «Input Offset Current Max.» = 50nA

LMx93 (2шт. Компаратора, Питание single +2..36V, или dual +-1..18V)
у него, средний входной ток: «Input Bias Current Max.» = 500nA
плюс, для верности, дифференциал между входами: «Input Offset Current Max.» = 200nA
(хм, этот — вообще, так себе. )

Предположим, реальная схема будет построена на компараторе «LMx39». Максимальный ток по входу, при самых неблагоприятных условиях, будет = «Input Bias Current Max.» + «Input Offset Current Max.» = 300nA
Следовательно, через резистивный делитель должен протекать ток, как минимум, на порядок больше >3uA. Тогда, сумма номиналов резисторов должна быть, как минимум, меньше: (R1+R2) < Uпорог/3uA=1M
Хотя, для точности — желательно, конечно, чтобы через резистивный делитель протекал ток на два порядка больше >30uA. Тогда, сумма номиналов резисторов должна быть меньше: (R1+R2) < Uпорог/30uA=100k…
Но при таком грубоватом компараторе (со значительными утечками) — мы не будем гнаться за идеальной схемотехникой. Тем более, что «типичные» токи утечки ожидаются на порядок меньше, чем «максимальные»… Поэтому, здесь, рекомендую рассчитывать на границу: (R1+R2)<1M

Второе уравнение системы, для расчёта резисторов:
(Uпорог-Uref)=Uпорог*R2/(R1+R2) или
R2/R1=(Uпорог/Uref-1)
а учитывая, что у нас Uref=3/4*Uпорог:
R1=3*R2.
Решив систему уравнений, получаем номиналы: R1=150k, R2=51k…
Окончательную подстройку границы срабатывания производим экспериментально…

2. Классическая схема Супервизора «Рис.2»

По этой схеме выполнены микросхемы Супервизоров: ADM705, ADM706, ADM707, ADM708; TLC7701, TLC7725, TLC7703, TLC7733, TLC7705; и возможно, MN1280x, MN1281x. Это всё сложные специализированные супервизоры питания для микропроцессоров, с кучей дополнительных функций. Диапазон питания у данных супервизоров ограничен максимумом 6-7V. А компаратор напряжений, выполненный по «классической схеме», присутствует в них отдельным функциональным узлом.
Но сюда же попадают и простейшие супервизоры общего назначения: MC34064, MC33064.

Рис.2 — Классическая схема Супервизора:

Расчёт схемы

Первая часть расчётов — абсолютно такая же, как и для схемы «Рис.1» — можно не смотреть…
Различия проявляются только во второй части расчётов. Причём, заметьте: полученные номиналы для R1 и R2 — абсолютно те же, что и для схемы «Рис.1», но взаимообратные, т.к. схема симметрична!

Второе уравнение системы, для расчёта резисторов:
Uref=Uпорог*R2/(R1+R2) или
R1/R2=(Uпорог/Uref-1)
а учитывая, что у нас Uref=3/4*Uпорог:
R2=3*R1.
Решив систему уравнений, получаем номиналы: R1=51k, R2=150k…
Окончательную подстройку границы срабатывания производим экспериментально…

3. Сравнение схем

Предыдущая схема «Рис.1», поначалу, меня очень удивляла: странно, почему Диод Зеннера в верхнем плече (это же источник опорного напряжения — обычно, его ставят от Земли до некоторого порога Uref)? Да ещё и выходы компаратора пришлось менять местами, для требуемой логики переключения (схема «Рис.1» выглядит перевёрнутой)?
Классическая схема «Рис.2» — прямая и ясная: здесь, чётко виден уровень Vref; делитель входного (тестового) напряжения Vtest… Диод Зеннера (или ИОН) задаёт эталонное опорное напряжение, равное части Uпорогового…

Так зачем же путать себя (и природу), выдумывая хитрости конфигурации «Рис.1»?
Догадываюсь: возможно, схема «Рис.2» хоть и проще/понятнее, но менее технологична для настройки и изготовления? У производителей свои причины…

По схемотехнике и принципиальной возможности для реализации — разницы нет, куда ставить Стабилитрон/ИОН, в верхнее плечо или в нижнее. Реализовать ИОН «от верхнего уровня» плавающего Питания (VCC) — столь же просто, в схемотехническом плане, как и «от нижнего уровня» фиксированной Земли (GND).
Если задействуется простой Стабилитрон — там напряжение смещения формируется чисто физическими процессами PN-перехода, а не хитрой схемой ИОН — нет схемотехнических изысков, которые нужно упорядочивать… Однако, микросхемы ИОН имеют столь же простое подключение к схеме: имеют выводы условно именуемые «Анод» и «Катод». А «универсальные микросхемы» имеют ещё вывод обратной связи «ADJ» или «FB», для подстройки порогового номинала внешним резистивным делителем (вместо встроенного и фиксированного), но от своих же выводов «Анод» и «Катод».

Что лучше: Типовая схема «Рис.1» или Классическая «Рис.2»?

1. Ведь, что такое наклон прямой графика? Это изменяющееся входное напряжение.
2. А что означает «изменение входного напряжения» — это перетекание зарядов, переходные процессы.
3. А переходные процессы — конечны во времени! Следовательно, имеют место «гонки сигналов».
4. А гонки сигналов — нарушают стабильность характеристик переключения Компаратора.

Однако, Vga обратил внимание на важный параметр Компараторов и ОУ: «Input Common Mode Voltage Range» (в datasheet обозначается как: Vicm или Vcmr), учёт которого разительно меняет всю картину:

• Vicm = [0… Vcc-1.5V], при температуре +25°C
• Vicm = [0… Vcc-2.0V], во всём температурном диапазоне

• Компаратор серии «MCP6541,1R,1U,2,3,4» имеет: «Input Voltage Range» Vcmr = [Vss-0.3V… Vdd+0.3V]
• Линейный ОУ серии «MCP6001/2/4» — также, специфицирует: «Common Mode Input Range» Vcmr = [Vss-0.3V… Vdd+0.3V] (и обещает полный «Rail-to-Rail Input/Output»)

• Вот, например, ОУ серии «MCP601/1R/2/3/4» специфицирует: «Common Mode Input Range» Vcmr = [Vss–0.3V… Vdd–1.2V] (т.е. обещают лишь «Input Range Includes Ground»).

Таким образом, абсолютное большинство существующих Компараторов/ОУ (и все традиционные, схемотехника которых рассчитана на широкий диапазон напряжений питания +2..36V) — очень плохо переносят высокие входные напряжения (приближённые к питанию). Хотя, при этом, зачастую хорошо принимают низкие напряжения, вплоть до уровня Земли. Это очень важный аргумент в пользу схемы «Рис.1»!
Наверное, это всё и объясняет: Производители выбирают Типовую схему «Рис.1» для всех простейших Супервизоров — поскольку они предназначены для работы в широком диапазоне напряжений питания, и в особенности для пониженных напряжений (смотри пример на «Рис.5»).

Что лучше: Стабилитрон или ИОН?

10V), и только для характерных пороговых напряжений (что диктуется технологически).

Однако, для Супервизора большие номиналы напряжений не нужны — чаще требуются малые… И вот тут, ограничение: стабилитроны не бывают на очень малые напряжения! До <2.4V — используются только ИОНы (по технологии Бандгап?)
А ещё, по сравнению с ИОН, Стабилитроны гораздо менее точны (разброс параметров в серии, и температурный дрейф)…

Поэтому, для построения Супервизора — предпочтительнее использовать ИОНы.
Хотя, если не требуется большая точность срабатывания (если у вас не супер мощный микропроцессор с узким диапазоном напряжений питания), и если порог срабатывания схемы не очень мал (выше >4V) — то можно использовать и Стабилитрон, как дешёвую альтернативу.

Зачем нужен выходной транзистор Q1?

Этот вопрос лучше задать иначе: Почему на функциональной схеме Супервизора, в datasheet, после ОУ изображён дополнительный выходной каскад на биполярном транзисторе?
Ответ: Нет там никакого ключа! Это условное графическое изображение (УГО) того факта, что выход Супервизора — с открытым коллектором (англ. «Open collector» or «Open-Drain» Output).

Есть одно важное Функциональное Требование: от Супервизора требуется ВЫХОД С ОТКРЫТЫМ КОЛЛЕКТОРОМ. Ведь, одно из самых традиционных применений Супервизоров — это давить шину RESET к Земле (при некачественном питании)…

Как правило, и для большинства выпускаемых Компараторов это так: выход Компаратора напряжений представляет собой «выход с открытым коллектором»!
Почему именно выход с открытым коллектором? Это лёгкий и доступный, и наверное самый простой, способ обеспечить необходимую универсальность применения Компараторов: совместимость выходов логическим уровням TTL и CMOS. А также, для специфических схем, где требуется открытый коллектор: например, соединять выходы нескольких компараторов по «логике ИЛИ»… или вот, подобно Супервизору, для непосредственного подключения к «Шине с открытым коллектором»…

Но не смотря на то, что Компаратор — это разновидность ОУ… Однако, выходные каскады Операционных усилителей (ОУ) — построены по Двухтактной схеме (как в комплементарной логике), и не являются «выходами с открытым коллектором»!
Поэтому, Операционные усилители (такие как LM324, LM358 и LM741), обычно, не используются в радиоэлектронных схемах в качестве компаратора напряжений, из-за их биполярных выходов (и низкой скорости). Тем не менее, эти операционные усилители могут быть использованы в качестве компаратора напряжений, если к выходу ОУ подключить диод или транзистор — для того чтобы воссоздать выход с открытым коллектором… (Приятный бонус: использование внешнего транзистора позволит обеспечить бОльший ток нагрузки, чем у обычного компаратора.)

Поскольку условное графическое изображение (УГО) компараторов и ОУ практически не различаются, то на схемах в datasheet, чтобы подчеркнуть факт «открытого коллектора» — специально дорисовывают дополнительный выходной каскад на биполярном транзисторе (с открытым коллектором)…

Какой номинал «эталонного смещения» выбрать?

Теоретически, можно построить всю серию Супервизоров (весь номинальный ряд от и до [Uпорог_min..Uпорог_max]) на одном единственном ИОН, с фиксированным опорным Uref. Единственное условие, здесь: чтобы опорное напряжение было меньше всех, Uref<Uпорог_min<Uпорог_max.

Сразу забрезжили «розовые перспективы»: Для всей серии, внутри микросхемы, использовать один и тот же Стабилитрон/ИОН — отлаженной схемы, исследованных и фиксированных характеристик. А вся подстройка на требуемый порог (Uпорог) осуществляется только подбором резисторов в делителе R1:R2…
Преимущества: Технологичность производства (повторяемость характеристик изделий с конвейера), Простота проектирования и перенастройки оборудования для разных номиналов серии… Температурная нестабильность параметров одинаковая во всей серии (т.к. схема одна и та же).

Но это теоретически… А так ли это здорово практически?

Разбор графиков, ниже, показывает: для повышения точности и надёжности конечного Супервизора — на разные поддиапазоны Uпорогового, следует подбирать своё оптимальное эталонное смещение (Uref)…

4. Методические рекомендации по расчёту Компаратора напряжений в схеме Супервизора

Для настройки схемы Супервизора (точнее, его центрального узла: Компаратора) на конкретный порог срабатывания — первым делом, нужно выбрать оптимальный номинал эталонного смещения: Стабилитрон (dUстаб.) или ИОН (Uref)…

Сперва, разберём Типовую схему «Рис.1» — как самую непонятную, и потому, интересную.

Если есть возможность выбирать номинал Стабилитрона/ИОН (а в схеме на дискретных компонентах такая возможность имеется) то, для повышения надежности работы схемы и чёткости настройки: лучше брать Стабилитрон/ИОН номиналом = [1/2*Uпорог… 3/4*Uпорог], чтобы прямые (1) и (2) на графиках «Рис.4»,«Рис.5»,«Рис.6» сходились под как можно более тупым углом!

• Если взять большое опорное напряжение — это очень сильно ограничит диапазон пороговых напряжений, на которые можно построить Супервизор — потому что требуется: Uref<Uпорог_min.
• Но при слишком маленьком опорном, графики (1) и (2) сходятся уже под таким острым углом, что начинает играть очень большую роль чувствительность входов реального Компаратора/ОУ (см. влияние параметров «Input offset voltage» и «Input offset Drift») — пропорционально, набегает очень большая погрешность измерений входного/тестируемого напряжения питания. Например, пусть Vcc упало на -1V, но при делителе R1:R2 в 1000 раз, Vtest упадёт всего на -1mV.

Рис.4 — Рекомендуемый диапазон выбора dUстаб. для Типовой схемы «Рис.1»:

А теперь, чтобы проверить методику (и себя), рассмотрим самый трудный случай для этой «Типовой схемы» (стабилитрон в верхнем плече): при малом Uпороговом=2V и размахе питания до Vcc_max=16V — замечу, что этот режим достигается и промышленными микросхемами Супервизоров, самыми малыми в серии.

График, ниже, показывает, что углы схождения прямых сохраняются — методика работает… Номинал эталонного смещения, при этом, выбирается из диапазона dUстаб.=[1-1.5V] — конечно, это будет не Стабилитрон (столь малых не существует), но ИОН стандартного номинала 1.25V.

Рис.5 — Пример режима работы при малом Uпор. (самый трудный случай) для Типовой схемы «Рис.1»:

Далее, разберём Классическую схему «Рис.2» — традиционную и понятную, хороший пример для сравнения.

Аналогичный анализ углов схождения графиков для схемы «Рис.2» (классической) показывает, что для повышения надёжности работы схемы и чёткости настройки, рекомендуется использовать Стабилитрон/ИОН с номинальным Uref, также, из диапазона [1/2*Uпорог… 3/4*Uпорог].
И в целом, такая схема выгоднее (стабильнее) — при равных граничных условиях, углы на графике «Рис.6» больше (тупее), чем на графике «Рис.4»… Поэтому, с некоторой натяжкой, допустимо ещё использовать Стабилитрон/ИОН с Uref из диапазона [1/4*Uпорог… 1/2*Uпорог].

Рис.6 — Рекомендуемый диапазон выбора Uref для Классической схемы «Рис.2»:

Здесь, в точках пересечения графиков (1) и (2), соблюдается условие: Vref=Uпорог*R2/(R1+R2)

1. Сперва, выбирается «эталонное смещение» (dUстаб. или Uref) как часть от требуемого Uпорогового,
   ближайшим номиналом из диапазона [1/2*Uпорог… 3/4*Uпорог],
   из доступных в наличии Стабилитронов или ИОНов.
2. Затем, окончательная подстройка точки схождения производится номиналами резисторов R1 и R2.

Примечание к выбору dUстаб. и Uref:
Почему рекомендованы такие ограничения?
Все ОУ плохо работают при входных напряжениях в окрестностях 0V или приближённых к VCC. Поэтому, настоятельно не рекомендуется выбирать точку переключения (напряжение компарации) в верхней или нижней четверти Uпорогового. Т.е. не следует (нельзя) выбирать значение dUстаб./Uref из диапазонов [0… 1/4*Uпорог] && [3/4*Uпорог… Uпорог].

Кроме того, есть и чисто схемотехническое ограничение: Не забывайте о необходимости наличия токоограничивающего резистора R3 (необходимого как Стабилитрону, так и ИОНу). На этом резисторе упадёт ещё очень приличное напряжение! Так что, точка компарации естественно опустится из верхней четверти (для схемы «Рис.2») или поднимется над нижней четвертью (для схемы «Рис.1»)… Слишком уменьшать номинал R3 тоже нельзя — увеличится лишний ток через стабилитрон. (Рекомендации по оптимизации токопотребления схемы — см. в следующем блоке.)

Как следствие, принципиально нельзя отказываться от наличия резистивного делителя R1:R2 по входу компаратора. Не смотря на то, что резисторы вносят дополнительную погрешность измерений, усложняют схему — но точку компарации приходится смещать. Рассмотренные схемы содержат необходимый минимум деталей.

1. В цепи делителя R1:R2 должен протекать ток, как минимум, на порядок больше (в x10 раз), чем входной ток ОУ (который мал, но ненулевой).
2. Аналогично, и для тока через каскад со Стабилитроном/ИОНом… Но тут есть ещё и дополнительное условие: ток должен быть на порядок больше, чем «минимальный требуемый схеме стабилизации ток для выхода на режим» — см. в datasheet:
   • для Стабилитрона — это параметр «Max reverse Leakage Current, Ir»;
   • а для ИОН — это параметр «Minimum Operating current, Irmin».
3. Наконец, если в схеме, после Компаратора, присутствует ещё выходной усиливающе-инвертирующий транзисторный ключ Q1… То базовый резистор этого выходного ключа (ранее обозначавшийся как R4, на первых версиях схем «Рис.1»/«Рис.2») рассчитывается по правилам «Инвертора на биполярном транзисторе» (методика)… Основной тезис здесь: базовый ток должен быть достаточным для уверенного поддержания открытого биполярного транзистора в насыщении, даже при минимальном напряжении питания Vcc_min — это определяет верхнюю границу для номинала R4 (реальный номинал выбирается чуть меньше, но приближённым к границе, чтобы минимизировать нецелевой ток).

Приложение: Улучшение работы Супервизора с помощью ПОС

Рис.7 — ПОС на Компараторе добавляет гистерезис переключения:

Пояснение работы схемы:

Положительная Обратная Связь (ПОС) на Компараторе добавляет гистерезис переключения. (Это как «взрывающийся вертолёт» улучшает любой «экшн» — так и ПОС улучшит любой Супервизор!)

Возьмём за основу Классическую схему, где Стабилитрон подключается от Земли — здесь, к «прямому» входу компаратора подключён каскад резистивного делителя (повезло: гистерезис получится).

Когда выход ОУ в «High» состоянии, то R4 запараллелен с R1 в резистивном делителе (R1||R4):R2.
пусть a=1/(1/R1+1/R4),
тогда Vtest1 = Vcc * R2/(a+R2)

Когда выход ОУ в «Low» состоянии, то R4 запараллелен с R2 в резистивном делителе R1:(R2||R4).
пусть b=1/(1/R2+1/R4),
тогда Vtest2 = Vcc * b/(R1+b)

Итоговая Ширина Гистерезиса: dVtest=|Vtest1-Vtest2|
или dVtest = Vcc * |1/(a/R2+1) — 1/(R1/b+1)|

Таким образом, последняя формула показывает, что величину гистерезиса лучше считать не в абсолютных единицах, а в процентах от Vcc. Кроме того, величина гистерезиса меняется от изменения уровня Vcc (что логично)… Поэтому, нас интересует гистерезис именно в окрестностях порогового значения: Uпорог=3.2V
Например, если подставить текущие схемные номиналы в вышеприведенные формулы, то получим: dVtest=3.7% от VCC, или в абсолютной величине (при VCC=Uпорог) dVtest=0.117V

Только учтите, что данное значение дельты dV — действительно применимо к показателю Vtest (который является малополезным)! Чтобы получить оценку гистерезиса применительно к уровню Vcc, нужно ещё домножить эту дельту пропорционально резистивному делителю: dVcc = dVtest * (R1/R2+1)
Например, если подставить текущие схемные номиналы в вышеприведенные формулы, то получим: dVcc=5% от VCC, или в абсолютной величине для dUпорог=0.16V